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兩種優化開關模式在高頻SVPWM逆變電源中的應用
摘要：針對數字化高頻空間矢量脈寬調制（SVPWM）逆變電源的特殊要求，對SVPWM算法進行了改進，并提出兩種適用于高頻SVPWM算法的優化開關模式。最后分別采用純軟件方法和硬件結合DSP內部空間矢量PWM集成硬件的混合方法，來實現兩種優化開關模式在一高頻SVPWM逆變電源樣機中的應用。該樣機采用TMS320LF2407A構成的最小控制系統，可輸出0～1000Hz連續可調的三相交流電。引言
現代化工業生產中高速電機和超高速電機被廣泛應用于諸如高速機床，渦輪分子泵，離心機，壓縮機，飛輪貯能以及小型發電設備等工業領域。為使一臺電機的轉速達到60000r/min，逆變器必須提供至少1000Hz基頻的交流電。
目前，國內在高頻逆變器領域的研究中，主要還是采用正弦脈寬調制（SPWM）技術[1]。近年來出現了在正弦波中注入零序信號的非正弦脈寬調制技術。電壓空間矢量脈寬調制技術（SVPWM）即是在正弦波中注入適當的三次諧波的非正弦調制技術，它的線性調制度較SPWM高15％，而且輸出諧波小。由于空間矢量控制實時算法含多個乘法運算和矩陣運算，而使運算量大，所以，對CPU的運算速度和數據處理技術要求就更高。為實現SVPWM的在線運算，有人采用雙CPU，雙口RAM并行工作的原理，這樣雖然高速性很好，但用兩片CPU明顯提高了設計難度和成本；而且在高頻數字化控制領域，上述結構中CPU的數據交換和處理速度也將無法滿足要求。本文針對全數字化高頻SVPWM逆變電源對高速性、實時性、可靠性的要求，首先，改進了SVPWM算法，然后，在總結SVPWM開關模式后，提出了兩種適合于高頻SVPWM算法的優化開關模式，并在由TI公司高性能數字信號處理器TMS320LF2407A組成的頻逆變數字控制系統中給予實現，同時進行了對比研究。
1 SVPWM的算法改進及兩種優化開關模式
對于三相電壓源型逆變器的6個開關管，用“1”和“0”分別代表上下橋臂的開、關狀態，則開關信號共有8種組合，U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），以及U0（000）和U7（111）。這8種組合，在復平面上，分別產生8種電壓向量，如圖1所示。其中U0及U7為零向量，6個非零向量構成了圖中的六邊形，并將六邊形分為6個扇區。圖中所示六邊形內切圓和略小的同心圓分別表示SVPWM和SPWM的直流電壓利用率�？臻g電壓矢量法即是通過選取同一扇區中相鄰兩個非零矢量和適當的零矢量來合成一個等效的空間旋轉電壓矢量Uref（該電壓向量在空間上理想軌跡是一個圓），調控Uref的頻率、幅值和相位，即可實現逆變器輸出電壓頻率、幅值和相位的控制。設T1及T2分別為同一扇區兩相鄰非零向量UX及UX±1，在同一個采樣周期中對應的作用時間，T0為零向量作用時間，由SVPWM的原理可得式（1）。
圖4 兩種不對稱的優化開關模式
TPWMUref=T1UX＋T2UX±1＋T0(UoorU7) (1)
對式（1），文獻[2]給出T1，T2和T0的解，如式（2）。
式中：0?α?π/3，為Uref與A（或D）軸的夾角；
T1＋T2＋T0=T=TPWM，為控制周期；
m為調制度。
這種解法在Uref的幅值和相位已知條件下，可以精簡控制算法，但在電機控制算法中，比如常用的轉子磁場定向控制或氣隙磁場定向控制中，電壓的給定量[Ud，Uq]T通常是由電流內環id及iq通過電流調節器，或是文獻[3]中所述，直接對id及iq進行定子電壓解耦得到，而此時再用以上求解算法需先把給定量轉換為Uref的向量表達式，這將會加大指令開銷，不利于快速實時控制，所以，有必要對式（1）的求解方法進行改進。
設D及Q為固定于定子的坐標軸系，且D軸與電機A軸重合，Q軸超前D軸90°。通過式（3）可以進行磁勢不變的坐標變換，得到對應于U1～U66個非零向量在D及Q坐標軸系上的表示，即U1對應S1（2/3，0），U2對應S2（1/3，1/）等，如圖1中所示。
由式（1）及式（3）可以得到一種求T1，T2和T0的新方程組式（4）。
對于式（4），在軟件中的求解是根據[SX，SX±1]所在的扇區數S（S=0，1，2，3，4，5）作一個關于[SX，SX±1]－1的長度為24（每扇區4個）的表格，存
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